Verzerrung In Leistungsverstärkern. Die Verzerrung, die durch einen typischen Festkörper-Class-B-Leistungsverstärker erzeugt wird, besteht aus acht Mechanismen, die alle koexistieren und deren Verzerrungsprodukte sich überschneiden, um ein komplexes Ergebnis zu ergeben. Methoden für die Isolierung jedes Mechanismus für die Studie, und die Minimierung ihrer Beitrag, gegeben werden. Wenn die vermeidbaren Verzerrungen ausgelegt sind, können Class-B-Verstärker mit einer ungewöhnlich niedrigen Verzerrung (unter 0.0005 bei 1 kHz, 0,003 bei 10 kHz) routinemäßig und ohne erhebliche zusätzliche Kosten konstruiert werden. Solche Verstärker definieren einen Verzerrungs-Benchmark, und ich habe sie unbescheidenen Verstärker genannt. KLICKEN SIE UNTEN ZUM GEHEN ZUM ABSCHNITT. KLICKEN SIE AUF ZAHLEN FÜR FULL-SIZE VERSION. K O N T E N T S 0: Einleitung. 1: Die generische Verstärker-Konfiguration. 2: Die acht Verzerrungen. 3: Drei nicht vorhandene Verzerrungen. 4: Techniken für Verstärkeruntersuchung. 5: Die Verzerrungsmechanismen. 6: Das Konzept des tadellosen Verstärkers. 7: Schlussfolgerungen. Referenzen. Viel mehr Details über Verzerrungen und andere Dinge finden sich in dem Buch, das ich endlich zum Schreiben bekam: 0. EINFÜHRUNG. In Anbetracht der wirtschaftlichen Bedeutung von Audio-Endstufen sind überraschend wenig verlässliche Informationen über deren Design veröffentlicht worden. Insbesondere die Verzerrung wurde vernachlässigt, obwohl sie das veränderlichste Merkmal der Verstärkerleistung ist. Sie können zwei Einheiten platziert haben Seite, eine geben 2 THD und die anderen 0,0005 bei voller Leistung, und beide behaupten, die ultimative Audio-Erfahrung bieten. Ich untersuchte die Ursprünge der Verzerrung im Zeitraum 1992-94 und stellte fest, dass die Verzerrung des Leistungsverstärkers, die traditionell ein schwieriges und geheimnisvolles Problem darstellt, die Verschmelzung von acht grundlegenden Mechanismen war, die überlagert und manchmal teilweise aufgelöst wurden, was ein komplexes Ergebnis ergibt. Ich entwickelte Methoden zur Messung und Minimierung jedes Verzerrungsmechanismus separat, und das Ergebnis ist eine Design-Methodik für Class-B oder Class-A-Verstärker mit Verzerrung Leistung so gut, dass vor zwei oder drei Jahren wäre es als unmöglich angesehen würde. 0,0008 bei 1 kHz und 0,003 bei 10 kHz leicht erhalten werden. Die Methodik liefert zuverlässige und wiederholbare Ergebnisse mit moderaten Mengen von negativen Feedback-Erhöhungen in der Komplexität und Kosten sind unbedeutend. 1. DIE GENERISCHE VERSTÄRKERKONFIGURATION. Fig. 1a zeigt die generische Lin-Leistungsverstärkerschaltung mit der nunmehr universellen Differenzeingangsstufe, die etwa 98 der je gebauten Verstärker darstellt. Es ist der offensichtliche Ausgangspunkt für die Verstärkeruntersuchung. 1 Fig. 3 zeigt sein Verzerrungsdiagramm dort sind zwei Verzerrungsregimes. Unterhalb 1 kHz THD ist niedrig bei 0,002 aber nicht null, das Rauschen Boden 0,0006 ca.. Über 1 kHz vervierfacht sich THD mit jeder Oktave und erreicht 0,5 vor 20 kHz. Die Basistopologie ist ein Transkonduktanzverstärker (Spannungsdifferenz-Eingang, Stromausgang), der eine Transimpedanz - (Strom-Spannungswandler-) Spannungsverstärkerstufe ansteuert, gefolgt von einem Einheits-Leistungspuffer. Die Spannung an der VAS-Transistor-Basis ist typischerweise nur ein paar Millivolt und ist an sich wenig interessant, es ist der Strom, der von der Eingangsstufe zu dem VAS geführt wird, der zählt. Diese Topologie hat viele Vorteile, einschließlich einfacher Kompensation. 2 Top Inhalt Abschnitt 3 2. DIE ACHTLICHEN DISTORTIONEN. Die Verzerrungsmechanismen eines generischen Leistungsverstärkers fallen in acht grundlegende Kategorien. Die Verzerrung 3 ist diejenige, die durch die Ausgangsstufe erzeugt wird, die in drei verschiedene Mechanismen 3a, 3b, 3c unterteilt ist, die in ihrem physikalischen Ursprung nicht in Beziehung stehen. Ähnlich tritt Distortion 8 normalerweise nur im Kondensator an der Unterseite des Rückkopplungsarms auf, jedoch kann bei AC-gekoppelten Designs der Ausgangskondensator eine beträchtliche Verzerrung verursachen. Diese Klassifizierung nimmt keine Beschneidung, Überlastung, Schwachstrombegrenzung oder parasitäre Oszillation an. 1 Eingangsstufe (symmetrisch) Somit wird der THD bei 1,47-facher Verstärkung (0,00404), wenn er für eine realistische CL-Verstärkung von 23 verkleinert wird, um einen Faktor von (231,47) 2 245 verringert, was eine vernachlässigbare 0,000017 bei 15 kHz ergibt. 3.3 Thermische Verformung. Thermische Verzerrung wird manchmal als die beschrieben, die durch zyklische Temperaturänderungen bei Signalfrequenz verursacht wird, modulierende Geräteparameter. Dies ist ein reales Problem bei den ICs, wobei die Eingangs - und Ausgangsvorrichtungen in enger thermischer Nähe sind, aber in einem diskreten Komponentenverstärker gibt es keine derartige Kopplung und keine solche Verzerrung. Eine thermische Verzerrung würde als ein Anstieg in der zweiten oder dritten harmonischen Verzerrung bei sehr niedrigen Frequenzen auftreten, und die grßten Effekte wären in Klasse-B-Endstufen, wo die Dissipation stark über einen Zyklus variiert. Die Wirkung fehlt völlig. Dies liegt wahrscheinlich daran, dass Treiber und Ausgabegeräte große Übergänge mit hoher thermischer Trägheit haben. Ein MJE340-Treibertransistor hat eine Chipfläche viermal so groß wie ein TL072, so dass Parameter wie Vbe sich vermutlich auch bei 10 Hz nicht wesentlich ändern können. Der globale NFB-Faktor ist auch am höchsten bei LF. Mit meiner Entwurfsmethodologie kann ein Verstärker einfach entworfen werden, um weniger als 0.0006 THD bei 10Hz (150W8-Ohm) zu produzieren, ohne die thermische Verzerrung zu berücksichtigen, was darauf hindeutet, dass es kein Problem ist. THD-Kurven, die bei niedrigen Frequenzen ansteigen, sind üblich, aber ich habe immer gefunden, daß der LF-Anstieg eliminiert werden könnte, indem entweder eine defekte Entkopplung (Distortion 5) oder eine Erhöhung des Rückkopplungskondensators korrigiert wird. (Distortion 8) Als weiteres Argument betrachten Sie den Verzerrungsrest eines unterdurchschnittlichen Verstärkers der Klasse B, wobei ein CFP-Ausgang verwendet wird, so dass die Ruhespannung von den Treibertemperaturen allein abhängt. Wenn sinusförmige Leistung zu einer Last geliefert wird, reduzieren die Übergangsspitzen (erzeugt durch die Unterspannung) auf dem THD-Rest langsam in der Höhe über ein paar Minuten, während sich die Fahrer aufwärmen. Die Höhe dieser Spikes gibt eine kontinuierliche Anzeige der Treibertemperatur, und die langsamen Änderungen zeigen thermische Zeitkonstanten von zehn Sekunden und eine vernachlässigbare Antwort bei 10 Hz an. 4.1 Open-Loop-Verstärkung und deren Messung. Die Regelverzerrung eines Verstärkers ist das Produkt der offenen Linearität und des negativen Rückkopplungsfaktors. Für die feste Regelverstärkung wird der NFB-Faktor durch die offene Schleifenverstärkung und deren Schwankungen mit der Frequenz eingestellt. Eine typische Schaltungsmodifikation, z. B. eine Änderung des Wertes von R2 in Fig. 1a, ändert die Verstärkung der offenen Schleife sowie die Linearität und es ist wesentlich zu wissen, ob eine beobachtete Änderung auf eine verbesserte OL-Linearität oder einfach erhöhte OL-Verstärkung zurückzuführen ist. Daher die Notwendigkeit für eine schnelle und bequeme Methode zur Messung OL gewinnen. Standardmethoden für die Open-Loop-Verstärkung von Operationsverstärkern sind das Brechen von Rückkopplungsschleifen und das Manipulieren von CL-Verstärkungen, Verfahren, die mit dem durchschnittlichen Leistungsverstärker unwahrscheinlich sind. Für den generischen Verstärker in Fig. 1 ist die Verstärkung mit offener Schleife die Ausgangsspannung geteilt durch die Differenzspannung an den Eingängen. Wenn der CL-Frequenzgang flach ist, wird ein Diagramm der Verstärkung der offenen Schleife gegenüber der Frequenz erhalten, indem die Fehlerspannung zwischen den Eingängen gemessen und auf den Ausgangspegel Bezug genommen wird. Dies ergibt einen umgedrehten Plot, der bei HF ansteigt, anstatt zu fallen, da der Verstärker mehr Fehlerspannung für den gleichen Ausgang benötigt, wie die Frequenz zunimmt. Fig. 2 zeigt die OL-Verstärkung des Verstärkers in Fig. 1. Bei gegebenem Testgear mit hohen CMRR-symmetrischen Eingängen ist das Verfahren einfach, die Verstärker-Differentialeingänge von der Kabelkapazität mit TL072-Spannungsfolgern zu puffern, die eine vernachlässigbare Belastung auf den Schaltkreis legen und den Pegel messen Bezogen auf den Ausgang. Das Testgear CMRR definiert die maximale Open-Loop-Verstärkung messbar ein Audio Precision System-1 arbeitet hier sehr gut. Ein Kalibrierdiagramm (untere Spur in Fig. 2) wird erzeugt, indem die zwei Puffereingänge von demselben Signal zugeführt werden, das ebenfalls aufgrund von Testgear-Eingangsasymmetrien auf 6dBoktave ansteigt und mindestens 10 dB unterhalb des Verstärkerfehlersignals für die Genauigkeit sein muß. Die Kurve flacht bei LF ab und kann aufgrund eines Ungleichgewichts der Testgear-Eingangssperrkondensatoren steigen, was die Bestimmung des untersten Pols P1 schwierig macht, aber P1 ist kein eigenständiger Parameter. 4.2 Modellverstärker. Ein linearer Kleinsignalabschnitt ist der offensichtliche Ausgangspunkt für einen verzerrungsarmen Verstärker. Die Verzerrungen 1 und 2 können die Verstärkerleistung leicht dominieren und müssen ohne Komplikationen einer Klasse-B-Ausgangsstufe untersucht werden. Die Schaltung wird auf einen Modellverstärker aus Eingangsstufe und VAS reduziert, zuzüglich eines sehr linearen Emitterfolgers der Klasse A als Endstufe zur Ansteuerung des Rückkopplungsnetzes ohne externe Belastung. Modell bedeutet hier weniger Ströme als Spannungen. Der Modellverstärker sollte in der Lage sein, eine volle Leistungsverstärkerschwingung zu liefern, da die Eingangspaarverzerrung von dem absoluten Ausgangspegel abhängt und nicht von dem Anteil der überquerten Railspannung. Modellverstärker ohne langsame Endstufen können irreführend optimistische Ergebnisse für die HF-Stabilität liefern. Ein hoher NFB-Faktor, der in einem Modellverstärker stabil ist, kann leicht instabil sein, wenn eine reale Ausgangsstufe hinzugefügt wird. Der Wert von Cdom sollte für den gesamten Verstärker erwartet werden. Eine typische THD-Kurve von einem Modellverstärker wie in Fig. 1 steigt mit einer steileren Steigung an, da der anfängliche Anstieg bei 6dBoktave von dem VAS dazu beiträgt, dass der 12dBoktave-Anstieg in der Verzerrung von einer unsymmetrischen Eingangsstufe dazu beiträgt und dann dominiert wird. (Siehe 5.1.2) 4.3 SPICE-Simulation. Dieses ist eine leistungsfähige Technik, die ich PSpice verwende. SPICE gibt einen Einblick in die Linearität der Linearität sowohl der Eingangsstufe als auch der Ausgangsstufe, aber die Anwendung auf das VAS ist problematisch, da BJT Early Effect als lineare Approximation implementiert wird. Dies scheint unwahrscheinlich, genaue Ergebnisse für eine Bühne mit einem großen Signal auf seinem Kollektor zu geben. Abschnitt 3 Inhalt Abschnitt 6 5. DIE ZERSTÖRUNGSMECHANISMEN. 5.1 DISTORTION 1. Eingangspaar-Nichtlinearität Das Eingangsdifferenzialpaar implementiert eine der wenigen Formen der Verzerrungsauslöschung, die wirklich zuverlässig ist - die Transkonduktanz des Eingangspaares wird durch die Transistorphysik bestimmt und nicht durch die Anpassung von variablen Parametern wie Beta. Die logarithmische Beziehung zwischen Ic und Vbe ist über acht oder neun Jahrzehnte des Kollektorstroms sprichwörtlich genau. Die primäre Motivation für die Verwendung eines differentiellen Paares als Eingangsstufe eines Verstärkers ist sein niedriger DC-Offset. Neben der Aufhebung der Vbe-Spannungen hat es den zusätzlichen Vorteil, dass der stehende Strom nicht durch das Rückkopplungsnetz fließt. Eine zweite mächtige Vernunft, die weniger bekannt ist, ist, daß die Linearität den Ein-Transistor-Eingangsstufen weit überlegen ist. Die Transkonduktanz (gm) ist bei Vin0 maximal, wenn die beiden Kollektorströme gleich sind und dieses Maximum proportional zum Schwanzstrom Ie ist. 4 Die Geräte-Beta ist nicht in der Gleichung dargestellt, und die Linearität des Eingangspaares wird nicht wesentlich vom Transistortyp beeinflusst. Die Transkonduktanzkurve in Fig. 4 zeigt die linearisierende Wirkung der lokalen Rückkopplung (Emitterdegeneration) auf dem Spannungs-Gleichstrom-Aus-Gesetz, die die Transkonduktanz gegen die Eingangsspannung aufzeichnet, und zeigt, wie die Emitterdegeneration die Spitzen-Transkonduktanz verringert und die Kurve über einen breiteren Eingangsbereich abflacht. Die Emitterdegeneration verbessert deutlich die Eingangsstufenlinearität, aber der Gesamtverstärker-NFB-Faktor wird reduziert, da die vitale HF-Verstärkung nur durch die Eingangsstufentranskonduktanz und den Wert des dominanten Polkondensators bestimmt wird. (Gleichung 2) FETs scheinen eine schlechte Idee für die Eingangsstufe zu sein. Die Basis gm ist im Vergleich zu BJTs so gering, dass es für die lokale Degeneration wenig Spielraum für die Linearisierung gibt, so dass eine FET-Eingangsstufe im Vergleich zu den bis zu der gleichen Steilheit degenerierten BJTs sehr unlinear ist (siehe 5.1.3) . Die Kurve A in Fig. 5 zeigt die Verzerrungsdiagramm für einen Modellverstärker (5 Vrms-Ausgang), der so entworfen ist, daß jede Verzerrung außer der von der Eingangsstufe mit einem Klasse-A-Ausgang vernachlässigbar ist, dies bedeutet einfach, daß das VAS richtig linearisiert wird. Beachten Sie die verschwindend niedrige LF-Verzerrung. Bei R2 10K liegt die Verzerrung unter dem .001-Rauschenboden, bis es bei 1 kHz austritt und steil mit 12 dBoktave steigt. Dieser rasche Anstieg ist darauf zurückzuführen, dass der Eingangsstufen-Signalstrom jede Oktave verdoppelt, um Cdom somit die zugehörigen zweiten harmonischen Verzerrungsdopplungen mit jeder Oktavzunahme zuzuführen. Gleichzeitig fällt der Gesamt-NFB, der verfügbar ist, um diese Verzerrung zu linearisieren, bei 6dBoktave, und der kombinierte Effekt ist ein Vierfach - oder 12-dBoktav-Anstieg. Wenn die Eingangsstufe ordnungsgemäß symmetrisch ist, wird nur eine dritte Harmonische erzeugt, die sich als Amplitudenverdoppelung vervierfacht und nicht verdoppelt, was zu einer 18dBoktave-Steigung führt, die jedoch nur noch viel weiter oben im Frequenzbereich erscheint und die erzeugte Gesamtverzerrung viel geringer ist. Wenn die VAS - oder Ausgangsstufe Verzerrungen erzeugt, steigt sie mit nur 6dBoktave an und sieht ganz anders aus. 5.1.1 Verzerrung der Eingangsstufe in Isolation. Für eine ernsthafte Forschung müssen wir die nichtlineare Regelschleife der Eingangsstufe und in Isolation messen. Dies geschieht einfach mit der Testschaltung von Fig. 6. Der Strom-Spannungs-Umwandlungs-Operationsverstärker verwendet eine Kurzschlussrückkopplung, um eine Wechselstrom-Virtueller Erde am Eingangspaar-Ausgang zu erzeugen, und verwendet eine dritte -30V-Schiene, um die IP zu ermöglichen Um an einer realistischen Gleichspannung direkt oberhalb der V-Schiene zu arbeiten, kann der 10-k-Rückkopplungswiderstand skaliert werden, um einen Op-Amp-Ausschnitt zu verhindern. Die Eingangs-Gleichgewichts-Balance wird durch den 10-K-Potentiometer eingestellt, der THD-Restwert nimmt ab, wenn die Balance annähert wird, bis die zweite Harmonische null ist, wodurch nahezu reine dritte Harmonische zurückbleiben. 5.1.2 Eingangsstufenausgleich. Für eine minimale Verzerrung ist eine exakte DC-Balance des Eingangsdifferentialpaares erforderlich. Es scheint nahezu unbekannt zu sein, daß auch geringfügige Abweichungen von der Gleichheit des Kollektorstroms (Ic) in den Eingabevorrichtungen die 2-Harmonische-Aufhebung durch Verschieben des Betriebspunktes von A nach B in Fig. 4 stark stören Die sich schneller bei B ändert, wodurch die Unwucht die Verstärkung der offenen Schleife reduziert und die Verzerrung erhöht. Die Wirkung von kleinen Mengen von Ic-Unwucht ist in Fig. 7 gezeigt. Tabelle 3 mit einem Eingang von -45dBu und einem Ic-Ungleichgewicht von nur 2 erniedrigt die Linearität stark, wobei THD von 0,10 auf 0,16 ansteigt, während sich bei 10 Unwuchten dies auf 0,55 verschlechtert. Ic-Balance benötigt eine Genauigkeit von 1 oder besser für die niedrigste Verzerrung bei HF, wo das Eingangspaar am härtesten arbeitet. Ungleichgewicht in beiden Richtungen ergibt ähnliche Ergebnisse. Dies erklärt die komplexen Verzerrungsänderungen, die das scheinbar einfache Experiment der Veränderung des Wertes von R2 begleiten. Wir könnten eine Eingangsstufe wie in Fig. 8a konstruieren, wobei R1 als 1K durch uninspiriertes Raten und R2 bei 10K bei einem plausiblen, aber fehlgeleiteten Versuch zur Maximierung der OL-Verstärkung durch Minimierung der TR2-Kollektorbelastung ausgewählt wurde. R3 ist auch 10K, um dem Stadium eine fiktive Bilanz zu geben, dies ist eine visuelle, nicht elektrische Balance. Die Asymmetrie wird in den resultierenden Kollektorströmen gezeigt, wobei diese Konstruktion eine Menge vermeidbarer zweiter harmonischer Verzerrung erzeugt, die in der 10K-Kurve von Fig. 5 dargestellt ist. Unter Berücksichtigung der entscheidenden Wichtigkeit des Ic-Gleichgewichts kann die Schaltung wie in Fig. 8b umgedreht werden. Wenn die Kollektorströme gleich sein sollen, muß R & sub2; zweimal R & sub1; sein, da beide ungefähr 0,6 V haben. Der dramatische Effekt dieser einfachen Änderung wird in der 2K2-Kurve von Fig. 5 gezeigt, die Verbesserung wird betont, da die OL-Verstärkung ebenfalls um etwa 7 dB angestiegen ist, obwohl dies im Vergleich zur verbesserten Eingangsstufe nur einen geringen Effekt auf die Linearität der Linearität hat Balance. R3 wurde entfernt, da es nichts zum Eingangssaldo beiträgt. Das Eingangspaar kann ungefähr mit den korrekten Werten für R1 und R2 ausgeglichen werden, aber wir bleiben einigen Schalttoleranzen ausgesetzt. Die Stromspiegelkonfiguration in Fig. 8c zwingt die beiden Kollektorströme sehr nahe an Gleichheit, wenn ein globaler NFB angelegt wird, was eine ausgezeichnete Annullierung der zweiten Harmonischen ergibt, die große Verbesserung ist in der Stromspiegelkurve von Fig. 5 zu sehen. Ein einfacher Spiegel ist gut - bekannte Ib-Fehler, aber sie sind nicht groß genug, um Verzerrungen zu beeinträchtigen. Das hyperbolische Tangentengesetz gilt auch für das gespiegelte Paar 5, aber der Ausgangsstromhub ist für die gleiche Eingangsspannung doppelt so groß. Dieser verdoppelte Ausgang ist mit der gleichen Verzerrung wie ein perfekt ausgeglichener Nichtspiegeleingang, da die Linearität von der Eingangsspannung abhängt, die sich nicht geändert hat. Das Einsetzen eines Stromspiegels in eine gut ausgeglichene Eingangsstufe erhöht daher die Gesamt-OL-Verstärkung um mindestens 6dB und evtl. um bis zu 15dB, wenn die Stufe zuvor schlecht ausbalanciert wurde. Eine weitere glückliche Konsequenz ist, dass die Anstiegsgeschwindigkeit grob verdoppelt wird, da die Eingangsstufe nun Strom in Cdom einspeisen und sinken kann, ohne einige in der resistiven Kollektorlast R2 zu verschwenden. Wenn Cdom 100 pF ist, beträgt die Slew-Rate von 9a etwa 2,8 Vusec aufwärts und abwärts, während 9b 5,6 Vusec ergibt. Das unsymmetrische Paar in Fig. 8a zeigt weitere Laster an, indem man 0.7Vusec positiv und 5Vusec negativ abgibt. Ein diskreter Stromspiegel benötigt seine eigene Emitterdegeneration für die Genauigkeit. Ein Spannungsabfall über die Spiegel-Emitter-Widerstände von 60mV ist ausreichend, um die Wirkung von Vbe-Toleranzen ohne Degeneration vernachlässigbar zu machen, es gibt signifikante Veränderungen in HF-THD mit verschiedenen Transistorproben. Zusammenfassend kann gesagt werden, daß die Vorteile einer gespiegelten Eingangsstufe darin bestehen, daß die Verzerrung zweiter Harmonischer eliminiert wird und die maximale Anstiegsgeschwindigkeit verdoppelt wird. 5.1.3 Verbesserung der Eingangsstufenlinearität. Selbst wenn das Eingangspaar einen Stromspiegel hat, kann die HF-Verzerrung immer noch überhöht sein, wenn sie aus dem Rauschenboden austritt, und zwar mit jeder Verdoppelung der Frequenz, und es lohnt sich, den bösen Tag so weit wie möglich auf die Frequenz zu verschieben Angebot. Die Eingangsstufentranskonduktanz nimmt mit Ic zu, daher ist es möglich, gm zu erhöhen, indem man den Schwanzstrom erhöht und dann auf den vorherigen Wert zurückführt (ansonsten muss Cdom erhöht werden, um die Stabilität aufrechtzuerhalten), indem lokaler NFB in Form von Emitter - Degeneration. Dies verbessert die Eingangslinearität, trotz des eher beunruhigenden Geschmacks von etwas für nichts. Die Eingangstransistor-Nichtlinearität kann als ein interner nichtlinearer Emitterwiderstand re angesehen werden, und wir haben diesen Wert verringert (durch Erhöhung von Ic) und dann den fehlenden Teil durch einen linearen externen Widerstand Re ersetzt. Die ursprüngliche Eingangsstufe in Fig. 1 hat eine pro Vorrichtung Ic von 600uA, was ein differentielles (dh gespiegeltes) gm von 23 mAV und re 41,6 Ohm ergibt. Die verbesserte Version in 9b hat Ic 1,35 mA und so werden 18,6 Ohm-Emitter-Degenerationswiderstände von 22 Ohm hinzugefügt, um gm wieder auf seinen ursprünglichen Wert zu reduzieren, da 18,6 22 etwa 41,6 Ohm beträgt. Der THD, der durch die Schaltung von Fig. 6 für eine Eingangsspannung von -40dBu gemessen wird, fällt von 0,32 auf 0,032, eine extrem wertvolle Linearisierung, die für einen kompletten Class-B-Verstärker in eine HF-Verzerrungsverminderung um etwa das 5-fache übergeht, wird der volle Vorteil selten erreicht. Die verbleibende Verzerrung ist noch visuell reine dritte Harmonische, wenn das Eingangspaar symmetrisch ist. Die Reduktion von re wird durch die Notwendigkeit von praktischen Werten des Schwanzstroms begrenzt. Als weiterer Vorteil erhöht die Erhöhung des Schwanzstroms die Anstiegsgeschwindigkeit. 5.2 DISTORTION 2 Die Spannungsverstärkerstufe (oder VAS) wird oft als kritischer Teil eines Leistungsverstärkers betrachtet. Sie liefert die gesamte Spannungsverstärkung und gleichzeitig die volle Ausgangsspannung. Allerdings, wie es nicht ungewöhnlich in Audio, ist alles nicht ganz so, wie es erscheint. Eine gut gestaltete VAS-Stufe trägt relativ wenig zur Gesamtverzerrung eines Verstärkers bei, wenn selbst die einfachsten Schritte zur Linearisierung durchgeführt werden, sein Beitrag verschwindet. Dies ist, weil die Aktion der Miller dominant-Pol-Kompensation in diesem Stadium ist ziemlich elegant. Es geht nicht nur darum, den am stärksten gefährdeten Transistor zu finden und in Melasse zu setzen. Wenn die Frequenz ansteigt und Cdom wirksam wird, wird eine negative Rückkopplung nicht mehr global um den gesamten Verstärker angelegt, die die höheren Pole umfassen würde, sondern stattdessen sanft auf eine rein lokale Rolle bei der Linearisierung des VAS übertragen wird. Da diese Stufe effektiv ein einzelner Transistor ist, kann eine große Menge an lokalem NFB ohne Stabilitätsprobleme darauf angewendet werden. VAS-Verzerrung ergibt sich aus der Tatsache, dass die Übertragungscharakteristik eines gemeinsamen Emitterverstärkers gekrümmt ist und ein Teil eines Exponentials ist. 6 Dies erzeugt vorwiegend eine zweite harmonische Verzerrung, die bei einem Regelverstärker bei 6dBoktave mit Frequenz zunehmen wird. Die VAS-Verzerrung verschlechtert sich nicht für leistungsfähigere Verstärker, weil die Bühne einen konstanten Anteil ihrer Charakteristik durchläuft, wenn die Versorgungsschienen erhöht werden. Dies gilt nicht für die Eingangsstufe, die die Ausgangsschwingung erhöht, erhöht die Anforderungen an den Transkonduktanzverstärker, wenn der Strom zum Steuern von Cdom zunimmt. 5.2.1 Messung der VAS-Verzerrung in Isolation. Das Isolieren der VAS-Verzerrung für die Untersuchung erfordert, daß das Eingangspaar speziell linearisiert wird, um zu verhindern, daß seine steil ansteigende Verzerrungscharakteristik den VAS-Beitrag übersteigt. Dies geschieht durch starkes Degenerieren der Eingangsstufe, wodurch auch die Verstärkung der offenen Schleife verringert wird, und der reduzierte globale NFB-Faktor macht die VAS-Nichtlinearität aus. Siehe Fig. 10, wo die 6dBoktave-Steigungen einen Ursprung im VAS nahe legen. Die Verzerrung nimmt mit der Frequenz zu, wenn Cdom den globalen NFB-Faktor abrollt. Um zu bestätigen, dass diese Verzerrung ausschließlich auf das VAS zurückzuführen ist, ist es notwendig, ein Verfahren zum experimentellen Variieren der VAS-Linearität zu finden, während alle anderen Schaltungsparameter unverändert bleiben. Bei einem Modellverstärker kann dies einfach durch Variieren der V-Spannung geschehen, dies ändert den Anteil seiner Charakteristik, über den das VAS schwingt, und verändert somit nur die effektive VAS-Linearität, wenn der Eingangsstufenbetrieb nicht signifikant beeinflusst wird. (Fig. 10) Die Vce der Eingabevorrichtungen variiert, aber dies hat vernachlässigbare Wirkung. 5.2.2 VAS-Konfigurationen. Verschiedene Arten von VAS sind in Fig. 11 gezeigt. Es ist wichtig, daß die lokale Verstärkung des VAS (die innerhalb der lokalen Rückkopplungsschleife, die durch Cdom geschlossen wird) hoch ist, um das VAS zu linearisieren. Daher ist eine einfache Widerstandskollektorlast unbrauchbar. Das Erhöhen des Werts einer ohmschen Last, um die Spannungsverstärkung zu erhöhen, verringert den VAS-Transistor Ic, wodurch sein gm reduziert wird und Sie zurückgekommen sind, wo Sie begonnen haben. Die Verstärkung der lokalen Schleife wird durch Verwendung einer aktiven Last erhöht, um die VAS-Kollektorimpedanz zu erhöhen und somit die rohe Spannungsverstärkung zu erhöhen, entweder durch Bootstrapping oder durch eine Stromquelle, dies wirksam, obwohl die Stromquelle die übliche Wahl ist. Beide Aktivlasttechniken haben eine weitere wichtige Rolle, die sicherstellt, dass das VAS genügend Strom abgeben kann, um die obere Hälfte der Ausgangsstufe zu treiben. Wenn die VAS-Kollektorlast gerade ein Widerstand zu V war, würde diese Fähigkeit fehlen. Die beliebte Stromquelle VAS ist in Fig. 11a gezeigt. Dies funktioniert gut, obwohl die Kollektorimpedanz und damit der Gewinn durch Early Effect und Endstufenbeladung begrenzt ist. Es wird oft gesagt, dass diese Topologie einen Stromlauf zur Ausgangsstufe liefert, was nicht wirklich wahr ist. Sobald die lokale NFB-Schleife durch Hinzufügen von Cdom geschlossen wurde, fällt die Impedanz am VAS-Ausgang bei 6dBoktave für Frequenzen oberhalb von P1. Bei typischen Werten beträgt die Impedanz nur wenige kohm bei 10 kHz, was sich kaum als Stromlauf eignet. Fig. 11b zeigt das Bootstrapp-Äquivalent. Ein Nachteil besteht darin, daß die Erhöhung der Spannungsverstärkung durch die exakte Verstärkung der Ausgangsstufe bestimmt wird, die unterhalb der Einheit liegt und mit der Belastung variiert. Eine zuverlässigere Form des Bootstrappings ist verfügbar, wenn der Verstärker einen Unity-Gain-Puffer zwischen dem VAS-Kollektor und der Ausgangsstufe enthält, wie dies in Fig. 11f gezeigt ist, wobei R die VAS-Kollektorlast ist, wodurch der VAS-Kollektorstrom definiert wird Puffertransistors über sich selbst. Diese Spannung ist konstant, so daß R bootstrapped ist und dem VAS-Kollektor als eine Konstantstromquelle erscheint. Ein VAS-Strom von 3mA ist ausreichend, verglichen mit 6mA für die Pufferstufe. 5.2.3 VAS-Erweiterungen. Die VAS-Verzerrung in Fig. 10 zeigt die Notwendigkeit einer weiteren Verbesserung gegenüber derjenigen, die durch den lokalen NFB durch Cdom gegeben wird, wenn unsere Kleinsignalstufen verzerrungsfrei sein sollen. Die tugendhafte Annäherung könnte sein, zu versuchen, die gebogene VAS-Eigenschaft gerade zu begradigen, aber in der Praxis ist die einfachste Methode, die Menge der lokalen negativen Rückgespräche um das VAS durch Cdom zu erhöhen. Gleichung 1 zeigt, daß die LF-OL-Verstärkung (auch die Verstärkung vor dem Verbinden von Cdom) das Produkt der Eingangsstufentranskonduktanz TR4 beta und der Kollektorimpedanz Rc ist. Die beiden letzten Faktoren repräsentieren den VAS-Gewinn und der lokale NFB kann durch Erhöhung entweder erhöht werden. Solange Cdom das gleiche bleibt, ist der globale Feedbackfaktor bei HF unverändert, so dass die Stabilität nicht beeinträchtigt wird. Die effektive Beta des VAS kann durch Hinzufügen eines Emitterfolgers wesentlich erhöht werden. (Abb. 11c) Hinzufügen einer zusätzlichen Stufe erfordert Gedanke, denn wenn zusätzliche Phasenverschiebung eingeführt wird, wird die globale Schleifenstabilität leiden. Hier befindet sich die Extra-Stufe innerhalb der Cial Miller-Schleife und es besteht daher wenig Wahrscheinlichkeit von Schwierigkeiten. Die Funktion eines solchen Emitterfolgers wird manchmal als Puffern der Eingangsstufe von dem VAS beschrieben, aber dies ist ziemlich falsch, seine wahre Funktion ist die VAS-Linearisierung durch Verstärkung des lokalen NFB durch Cdom. Alternativ kann die VAS-Kollektorimpedanz weiter erhöht werden, um mehr lokale Verstärkung zu erhalten. Dies kann mit einer Kaskodenkonfiguration geschehen (siehe 11d), aber diese Technik ist nur nützlich, wenn das VAS nicht durch eine ernsthaft nichtlineare Impedanz belastet wird. Wie die Eingabe einer Klasse-B-Endstufe. Siehe Abschnitt 5.4. Die nichtlineare Belastung macht eine Kaskodierung weitgehend kosmetisch, wenn nicht eine Klasse-A-Stufe den VAS-Kollektor von der Ausgangsstufe, wie in 11e, puffert. Wenn ein VAS-Puffer hinzugefügt wird, ist der Abfall der Verzerrung dramatisch, wie es für das Beta-Enhancement-Verfahren ist. Die Verstärkungszunahme wird letztlich durch den frühen Effekt in den Kaskoden - und Stromquellentransistoren und stärker durch den Belastungseffekt der nächsten Stufe begrenzt, ist aber in der Größenordnung von 10-fach und ergibt eine nützliche Wirkung. Fig. 12 zeigt die Verzerrung eines Modellverstärkers mit 100 Ohm Eingangspaardegenerationswiderständen, die die zusätzliche Verzerrung von einem einfachen VAS zeigt. Jedoch hat die beta-verbesserte Version das THD, das im Rauschenboden für den grßten Teil des Audiobandes untergetaucht ist, gut unter 0,001. Ich denke, dies rechtfertigt meine Behauptung, dass Eingangsstufe und VAS Verzerrungen nicht Probleme sein müssen, haben wir alle Distortions 1 und 2 aus der Liste von acht eliminiert. Der Beta-verbessernde Emitterfolger ist etwas einfacher als der gepufferte Kaskode, aber der Kostenunterschied ist klein. Beim Ringen mit solchen finanziellen Entscheidungen ist es ebenso wichtig, sich daran zu erinnern, dass der Kleinsignalabschnitt eines Verstärkers üblicherweise weniger als 1 der Gesamtkosten darstellt, einschließlich Netztrafo und Kühlkörper. Obwohl die beiden VAS-linearisierenden Ansätze sehr unterschiedlich aussehen, ist die grundlegende Strategie des verstärkten lokalen Feedbacks durch Cdom gleich. Jede Methode linearisiert das VAS in Unsichtbarkeit. 5.3 DISTORTION 3. Die nahezu universelle Wahl in Halbleiterleistungsverstärkern ist eine Einheitsausgangsstufe, nämlich ein Spannungsfolger. Die gebräuchlichsten Endstufen sind in Fig. 13 zwei Versionen des Doppel-Emitterfolgers, (EF) des Komplementären Feedback-Paars (CFP) und eines Source-Folger-FET-Ausgangs gezeigt. Die Verwendung von Leistungs-FETs in Leistungsstufen wird häufig befürwortet. Nach vielen Untersuchungen habe ich jedoch die Schlussfolgerung gefunden, dass FETs nicht nur eine schlechte Grundlinearität aufweisen, sondern auch eine Crossover-Region, die inhärent gezackter als BJTs ist. Es ist nicht möglich, dies hier im Detail zu erforschen, aber siehe 7,8 Ein wesentlicher Faktor bei der Bestimmung der Verzerrung der Endstufe ist die Betriebsklasse. Abgesehen von seiner inhärenten Ineffizienz ist Class-A ideal, ohne Crossover - oder Abschaltverzerrung. Die Verzerrungen 4, 5, 6 und 7 sind direkte Ergebnisse des Class-B-Betriebs und verschwinden auch aus einem Class-A-Design. Verzerrung 1 (Eingangsstufe), Distortion 2 (VAS) und Distortion 3a (Endstufen-Großsignal-Nichtlinearität) bleiben jedoch bestehen. Von jenen Class-A-Designs, die veröffentlicht oder überprüft worden sind, ist es bemerkenswert, daß die erzeugte Verzerrung noch signifikant ist. Dies muss nicht so sein 9 für einen unbelasteten Verstärker, der in Klasse A vorgespannt ist, was THD unter 0,002, 10 Hz-20 kHz ergibt. Es ist nicht allgemein zu schätzen, dass das Übergang in Class-AB durch Erhöhung des Ruhestroms NICHT einfach die Effizienz der Linearität handhabt. Wenn die Ausgangsleistung über dem Pegel liegt, bei dem Class-A-Betrieb aufrechterhalten werden kann, nimmt THD zu, wenn die Vorspannung in den AB-Betrieb vorrückt. Dies ist auf die sogenannte gm-Verdoppelung zurückzuführen (dh die Spannungszunahme, die durch beide Geräte verursacht wird, die gleichzeitig in der Mitte des Ausgangsspannungsbereichs im Bereich Class-A leiten), die Kanten in den Verzerrungsrest legen, Ordnungsharmonien viel wie Unter-Vorspannung tut. Diese wichtige Tatsache ist wenig bekannt, vermutlich weil die gm-verdoppelnde Verzerrung auf einem relativ niedrigen Niveau ist und in den meisten Verstärkern durch andere Verzerrungen verdeckt ist. Dies wird in Fig. 14a, b, c gezeigt, die THD-Residuen zur Unterspannung, optimalen und Überbelastung eines 150 W8-Ohm-Verstärkers bei 1 kHz zeigen. Alle Nichtlinearitäten außer Distortion 3 (Endstufe) wurden eliminiert. Das vorgespannte Gehäuse hatte seinen Ruhestrom erhöht, bis die gm-verdoppelnden Kanten in dem Residuum ein 1: 3-Markspace-Verhältnis aufwiesen, und so war es in Klasse A etwa ein Viertel der Zeit. Alle drei Spuren wurden 64-mal gemittelt, um das Rauschen zu reduzieren, wobei die Verzerrung in 14b normalerweise in einer 80 kHz-Messbandbreite unsichtbar ist. Die RMS-THD-Messung für Fig. 14a betrug 0,00151, für 14b 0,00103 und für 14c 0,00153. Die Spektrumanalyse von Fig. 14c zeigt, daß die höheren Harmonischen mindestens 10 dB größer sind als diejenigen für den optimalen Klasse-B-Fall und vergleichbar mit 14a. Kurz gesagt, bietet Class-AB eine niedrigere Verzerrung als Klasse-B unterhalb der AB-Schwelle, aber darüber hinaus. Distortion 3a ist die Large-Signal Non-Linearität (LSN), die in beiden Endstufen der Klasse A und B hergestellt wird, letztlich wegen der großen Stromschwankungen in den aktiven Bauelementen in Bipolaren, aber nicht in FETs, reduzieren große Kollektorströme die Beta , Was zu einer abnehmenden Verstärkung bei großen Ausgangsauslenkungen führt. Es schließt Übergangs - und Abschaltphänomene aus. Die Verzerrung 3b ist eine klassische Übergangsverzerrung, die sich aus der nichtkonjugierten Natur der beiden Ausgangshälften ergibt. Die Verzerrung 3c ist die Abschaltverzerrung, die von den Ausgabevorrichtungen erzeugt wird, die nicht schnell und sauber mit hohen Frequenzen ausschalten können und stark frequenzabhängig sind. Die Beiträge von 3b und 3c zu Distortion 3 treten nur in Klasse B auf. Die Linearität der offenen Ausgangsstufen in Fig. 13 mit typischen Werten sind in Fig. 15, 16, 17 gezeigt. Diese Diagramme wurden von SPICE generiert, wobei inkrementale Ausgangsverstärkung gegen die Ausgangsspannung aufgetragen wurde, wobei der Lastwiderstand von 16 auf 2 Ohm stieg, was ich hoffe, ist die geringste Impedanz, die unsachgemäße Lautsprecher-Designer an uns werfen. Diese Parzellen sind gekommen, um als wingspread Diagramme, von ihrem birdlike Aussehen bekannt zu sein. Die Leistungsvorrichtungen waren Motorola MJ802 und MJ4502, die komplementärer sind als viele sogenannte Paare und minimieren ablenkende Großsignalasymmetrie. The quiescent conditions are in each case set to minimise peak-to-peak gain deviations in the crossover region for 8-Ohm loading. The EF output stage. I have deliberately called this the Emitter-Follower (EF) rather than Darlington configuration, the latter implying an integrated device with driver, output, etc in one ill-conceived package. In the EF topology the input is transferred to the output via two base-emitter junctions in series, with 100 voltage feedback applied to each device separately to create cascaded emitter-followers. Fig 13a shows the most prevalent version (Type I) with driver emitter resistors R1,2 connected to the output rail. Type II uses one shared resistor Rd, and this improves HF switchoff (Fig 13b) basic linearity is the same, see Fig 15. The crossover region width is approx 10 V, and optimal bias 2.86 V..The CFP output stage. The other major type of bipolar complementary output is the Complementary Feedback Pair (CFP) or Sziklai Pair, seen in Fig 13c. The drivers now compare the output voltage with that at the stage input. Wrapping the outputs in a local NFB loop gives better linearity than EF versions with 100 feedback applied separately to driver and output transistors. The CFP topology is generally considered to show better thermal stability than the EF, because the Vbe of the output devices is inside the local NFB loop, and only the driver Vbe affects the quiescent conditions. The true situation is rather more complex. 10,11,12 The output gain plot is shown in Fig 16 Fourier analysis shows the CFP generates less than half the LSN of an emitter-follower stage. (See Table 4) It is hard to see why this topology is not more popular. The crossover region is much narrower, at about 1V. When under - biased, this appears on the distortion residual as narrower spikes than those from an emitter-follower output. Optimal bias here is 1.296V. Combining one of these stages with a distortionless small-signal section, and applying 30 dB of global NFB, we might expect an amplifier with vanishingly small THD. In fact, crossover distortion remains at HF, due to the difficulty of linearising high-order distortion with feedback that reduces with frequency Fig 18 shows the typical Blameless performance. 5.3.1 Large-Signal Nonlinearity. (Distortion 3a) LSN increases as load impedance decreases. In a typical output stage loaded with 8 Ohms or more, closed-loop LSN is negligible, the THD residual being almost entirely high-order crossover artifacts that are reduced less by NFB. As load impedance falls below 8 Ohms, third - harmonic appears in the residual, and soon dominates. The BJT output gain plots reveal that LSN is compressive, ie voltage gain falls with higher outputs. The fundamental reason for this gain-droop is the fall in output - transistor beta as Ic increases. 13 In the Emitter-Follower (EF) topology, beta falloff draws more output-base current from the driver emitter, pulling driver gain down further from unity this is the change in gain that affects the overall transfer ratio. Output-device gain is not directly affected, as given zero source impedance, beta does not appear in the equation for emitter-follower gain. As further evidence: In SPICE simulation, driving the output bases directly from zero - impedance voltage-sources (rather than drivers) abolishes the gain droop effect. The cause is in the output devices, but the effect is in the drivers. The SPICE Gummel-Poon model can be altered so output device beta does not drop with Ic (increase parameter IKF) and once more gain-droop does not occur, with drivers present. Measured LSN levels correlate well with the degree of beta-falloff shown in manufacturers data sheets. This holds for many different BJTs produced over the last 30 years. LSN does not appear to afflict FET outputs, which have no equivalent beta-falloff mechanism. See Fig 17 where the wings of the FET gain plot do not turn downwards at large outputs. LSN may be reduced in two ways: Use output devices that sustain beta well as Ic increases. The 2SC3281 and 2SA1302 transistors (Toshiba, Motorola) show much less beta-droop than average, and 4-Ohm distortion is reduced by about 1.4 times. Use two or more output devices in parallel even though this is unnecessary for handling the power output. Falloff of beta depends on collector current, and if two output devices are connected in parallel, the collector current divides in two between them, and beta-droop is much reduced. Doubling devices reduces distortion by about 1.9 times. These two techniques may be combined by using double sustained-beta devices. Doubled device results are shown in Fig 19 distortion at 80W4 Ohm has halved from 0.009 to 0.0045. 8 and 4 Ohm traces are now very close, the 4 Ohm THD being only 1.2 times higher. 5.3.2 Crossover distortion. (Distortion 3b) In a field like Audio where consensus of any sort is rare, it is widely acknowledged that crossover distortion is the worst problem afflicting Class-B power amplifiers. The pernicious nature of crossover distortion is that it occurs over a small part of the transfer characteristic, and so generates high-order harmonics. Worse still, this range is around the zero-crossing, so it is present at all levels, the THD percentage potentially increasing as output level falls, threatening very poor linearity at low powers. I investigated crossover distortion to see if it really did increase with decreasing output level in a Blameless amplifier. One problem is that an optimally-biased Blameless amplifier has such a low level of distortion at 1 kHz (0.001 or less) that the crossover artifacts are barely visible in circuit noise, even if low-noise techniques are used. Thus the THD percentage of the noise-plus-distortion residual is bound to rise with falling output, for the noise contribution remains constant this is the lowest line in Fig 20. To circumvent this, the amplifier was deliberately underbiased by varying amounts to generate ample crossover spikes these upper traces also rise as level falls, but Fig 20 shows that the THD percentage increases more slowly as level falls. Both EF and CFP output stages give similar results whatever the degree of underbias, THD increases by about 1.6 times as the output voltage is halved. In other words, reducing the output power from 25 W to 250 mW, which is pretty drastic, only increases THD by six times, and there is no sign of it increasing uncontrollably at low levels. Distortion versus level was also investigated at high frequencies, ie above 1 kHz where there is more THD to measure and optimal biasing can be used. Fig 21 shows THD versus level for the EF stage at a selection of frequencies Fig 22 shows the same for the CFP. Neither shows a sudden rise in percentage THD with falling level, though it is noticeable that the EF gives a good deal less distortion at lower power levels around 1 W. This is an unexpected observation, and is probably due to the greater width of the EF crossover region. To further get the measure of the problem, Fig 23 shows how HF distortion is greatly reduced by increasing the load resistance, providing further confirmation that almost all the 8 Ohm distortion originates as crossover in the output stage. The amount of crossover distortion produced depends crucially on optimal quiescent adjustment, so the thermal compensation used to stabilise this against changes in ambient temperature and power dissipation must be accurate. Investigation shows that the critical parameter is not quiescent current as such, but rather Vq, the quiescent voltage between the output device emitters see Fig 13. In both EF and CFP output stages, changing Re from 0.1 to 0.47 Ohms alters the optimal Iq considerably, but the values of Vbias and Vq barely change. Thus the voltage across the transistor base-emitter junctions and Res is what counts, not the resulting Iq. Selecting Re 0R1 for maximum efficiency is probably the over-riding consideration. This has the additional benefit that if the stage is erroneously over-biased into Class AB, the resulting gm-doubling distortion will only be half as bad as if the more usual 0R22 values had been used for Re. 5.3.3 Switchoff distortion. (Distortion 3c) This depends on the speed characteristics of the output devices and on the output topology. For topologies, the critical factor is whether the output stage can reverse-bias the output device base-emitter junctions to maximise the speed at which carriers are swept out, so the device is turned off quickly. The only conventional configuration that can reverse-bias the output junctions is the EF Type II, described below. The EF Type II configuration in Fig 13b is at first sight merely a pointless variation on Type I, but its valuable property is that the shared driver emitter-resistor Rd, with no output-rail connection, allows the drivers to reverse-bias the base-emitter junction of the output device being turned off. Assume that the output voltage is heading downwards through the crossover region the current through Re1 has dropped to zero, but that through Re2 is increasing, giving a voltage-drop across it, so TR4 base is caused to go more negative to get the output to the right voltage. This negative excursion is coupled to TR3 base through Rd, and can reverse bias it by up to -0.5V at 8 Ohms, increasing to -1.6V at 4-Ohms. Speed-up capacitor Cs improves this action, preventing the charge-suckout rate being limited by the resistance of Rd. A 1 uF speedup capacitor can half the THD at 40kHz, implying cleaner switchoff. The EF Type I has a similar voltage drop across Re2, but the connection of R1,R2 to the output rail prevents this from reaching TR3 base instead TR1 base is reverse-biased as the output moves negative. Charge-storage in the drivers is usually not a problem, so this does little good. Likewise, a CFP stage can only reverse-bias the driver bases, and not the outputs. The second influence on turnoff is the value of the driver emitter or collector resistors the lower they are the faster the stored charge can be removed. Applying these two criteria can reduce HF distortion markedly, but of equal importance is that it minimises overlap of output conduction at HF, which if unchecked gives an inefficient and potentially destructive increase in supply current. 14 5.4 DISTORTION 4: VAS loading distortion. Distortion 4 is that which results from the loading of the Voltage Amplifier Stage (VAS) by the non-linear input impedance of the Class-B output stage. The VAS collector impedance tends to be high, rendering it vulnerable to non-linear loading unless buffered or otherwise protected. The VAS is routinely (though usually unknowingly) linearised by applying local negative-feedback via the dominant-pole Miller capacitor, and this is a powerful argument against any other form of compensation. If VAS distortion still adds significantly to the amplifier total, then the local open-loop gain of the VAS stage can be raised to increase the local feedback factor. The obvious method is to raise the impedance at the VAS collector, and so the gain, by cascoding. However, if this is done without buffering the VAS, the loading will render the cascoding almost completely ineffective. A VAS-buffer eliminates this problem. The VAS collector impedance, while high at LF compared with other circuit nodes, falls with frequency as Cdom takes effect, so Distortion 4 is usually only visible at LF. It is also often masked by the increase in output stage distortion above dominant-pole frequency P1 as the amount of global NFB reduces. The fall in VAS impedance with frequency is demonstrated in Fig 24, obtained from a SPICE conceptual model.15 The LF impedance is that of the VAS collector resistance, but halves with each octave above P1. By 3 kHz the impedance is down to 1Kohm, and still falling. Nevertheless, it remains high enough for the input impedance of a Class-B output stage to significantly degrade linearity, the effect being shown in Fig 25. In 16 it was shown that as an alternative to cascoding, the VAS may be effectively linearised by adding an emitter-follower within the VAS local feedback loop, increasing the local NFB factor by raising effective beta rather than the collector impedance. As well as good VAS linearity, this establishes a much lower VAS collector impedance across the audio band, and is much more resistant to Distortion 4 than the cascode version. VAS buffering is not required, so this method has a lower component count. The only drawback is a greater tendency to parasitics near negative clipping, when used with a CFP output stage. Fig 26 confirms that the input impedance of an optimally-biased EF Type I output stage is highly non-linear even with an undemanding 8-Ohm load, the impedance varies by 10:1 over the output voltage swing. The Type II EF output has a 50 higher impedance around crossover, but the variation ratio is greater. CFP output stages have a more complex variation including a steep drop to below 20 KOhm around the crossover region. 5.5 DISTORTION 5: Decoupling errors. Most amplifiers incorporate small electrolytics (10 - 220uF) between each rail and ground to ensure HF stability. As a result rail-voltage variations cause current to flow into the ground. If an unregulated power supply is used, (and there are almost overwhelming reasons for doing so) the rails have non-zero AC impedance and bear voltage variations due to amplifier load currents as well as 100Hz ripple. In Class-B, the supply-rail currents are halfwave - rectified sine pulses, and if they contaminate the signal then distortion is badly degraded. The usual route for intrusion is via decoupling grounds shared with input or feedback networks, and a separate decoupler ground back to the star point is usually a complete cure.(Note that the star-point should be defined on a short spur from the heavy connection joining the reservoirs using B as the star point introduces hum due to the large reservoir-charging current pulses passing through it) Fig 27 shows the effect on an otherwise Blameless amplifier handling 60W8-Ohm, with 220uF rail decouplers at 1kHz distortion has increased by more than ten times, which is quite bad enough. However, at 20Hz the THD has increased 100-fold, turning a very good amplifier into a profoundly mediocre one by one misconceived connection. 5.6 DISTORTION 6: Induction from supply rails. Like Distortion 5, this stems directly from the Class-B nature of the output stage. The supply-rail currents are halfwave-rectified sine pulses, which can readily crosstalk into sensitive parts of the circuit by induction. This is very damaging to the distortion performance Fig 28 shows a large extra distortion component rising at about 6dBoctave. The distortion may intrude into the input circuitry, the feedback path, or even the output cables. This inductive effect was first publicised by Cherry 17. though the effect has been recognised by some practitioners for many years.18 This effect, apparently unfamiliar to most designers, seems to be a widespread cause of unnecessary distortion. The contribution of Distortion 6 can be reduced below the noise floor. Firstly, rigorously minimise loop areas in the input and feedback circuitry, ie keep each signal line very close to its ground. Secondly, limit the ability of the supply wiring to establish magnetic fields in the first place, by minimising the area of circuit loops carrying half - wave pulses. 5.7 DISTORTION 7: NFB Takeoff point distortion. There is a subtle trap in applying global NFB. Class-B output stages are awash with large halfwave-rectified currents, and if the feedback takeoff point is in slightly the wrong place, these currents contaminate the feedback signal, making it an inaccurate representation of the output voltage, and so introducing distortion Fig 29 shows the problem. At these current levels, all wires and PCB tracks must be treated as resistances, and it follows that point C is not at the same potential as point D whenever TR2 conducts. If feedback is taken from D, then a clean signal is established here, but the signal at output point C has a half - wave rectified sinewave added to it, due to the resistance C-D. The output will be distorted but the feedback loop does nothing about it as it does not know about the error. Fig 30 shows the practical result for an amplifier driving 100W into 8-Ohm. The resistive path C-D that did the damage was a mere 6mm length of heavy-gauge wirewound resistor lead. To eliminate this distortion is easy, once you are alert to the danger. Taking the NFB feed from D is not advisable as D is not a mathematical point, but has a physical extent, inside which the current distribution is unknown. Point E on the output line is much better, as half-wave currents do not flow through this arm of the circuit. 5.8 DISTORTION 8: Capacitor distortion. It seems to be little-known that electrolytic capacitors generate distortion when they have a significant AC voltage across them. It is even less well known that non-electrolytics show a similar effect in applications like Sallen Key high-pass filters. This has nothing to do with Subjectivist hypotheses about mysterious non-measurable effects this is all too real. Electrolytic distortion usually arises in DC blocking circuitry with significant resistive loading. Fig 31 shows the distortion for a 47uF 25V capacitor driving 8 Vrms into a 680 Ohm load. The distortion is a mixture of second and third harmonic, rising rapidly as frequency falls, at something between 12 and 18 dBoctave. The great danger of this mechanism is that serious distortion begins while the response roll-off has barely begun here THD reaches 0.01 at 20 Hz when the response is only down 0.2 dB. The voltage across the capacitor is 2.6 Volts peak, and this is a better warning of danger than the amount of roll-off. THD roughly triples as the applied voltage doubles the factor varies with capacitor voltage rating. The mechanism by which capacitors generate this distortion is unclear. Dielectric absorption appears to be ruled out as this is invariably modelled by adding linear components to the basic capacitor. Reverse biasing is not the problem, for DC biasing by up to 15V shows increased, not reduced distortion. Non-polarised electrolytics show the same effect but at a much greater AC voltage, typically giving the same distortion at one-tenth the frequency of a conventional capacitor of the same value cost and size generally rules out their use to combat this effect. The best solution is simply to increase the capacitor value until the LF distortion remains flat to 10 Hz. A small roll-off in the audio band is not a sufficient criterion. While the bandwidth of a system must be defined, using electrolytics in high-pass filters is never good design practice, because the tolerances are so large it is now clear they generate distortion as well. Capacitor distortion in DC-coupled power amplifiers is most likely to occur in the feedback network blocking capacitor. (C2 in Fig 1) The input capacitor C1 usually feeds a high impedance, but the feedback arm must have low resistances to minimise noise and DC offset. The feedback capacitor is thus an electrolytic, and if not quite large enough the THD shows a characteristic LF rise. Such LF rises are common, but need never occur. Capacitor distortion is usually the reason, but Distortion 5 (Rail Decoupling Distortion) can also contribute. They can be distinguished because Distortion 5 typically rises by only 6 dBoctave as frequency decreases, rather than 12 - 18 dBoctave for capacitor distortion. The distortion generated by an AC-coupled amplifiers output capacitor is more serious, as it is not confined to low frequencies. A 6800uF output capacitor driving 40 W into an 8-Ohm load gives mid-band third-harmonic distortion at .0025, as shown in Fig 32. This is five times more than a Blameless amplifier generates mid-band. Also, the LF THD rise is much steeper than in the small-signal case. 6: THE BLAMELESS AMPLIFIER CONCEPT. The basis of the design methodology is really the old clich Make the amplifier as linear as possible before applying Negative Feedback. In 5.1 and 5.2 it was demonstrated that the distortion from the small-signal stages can be made negligible compared with output-stage distortion, by balancing the input pair and adding local negative feedback to input and VAS stages. Likewise, 5.4 - 5.8 showed that Distortions 4 to 8 can be effectively eliminated by little-known but straightforward layout precautions. This leaves Distortion 3, in its three components, as the only distortion that is in any sense unavoidable, as Class-B stages free from crossover artifacts are so far beyond us. This leads to the concept of what I have called a Blameless Amplifier, the name being chosen to emphasise that the remarkably low THD comes from the avoidance of errors rather than from fundamental advances in circuitry. A Blameless Amplifier gives a distortion benchmark that varies relatively little if confined to 8-Ohm loading. It forms a well-defined point of departure for more ambitious and radical amplifier designs. So far I have used it as a basis for an extremely linear Class-A design 9. a Trimodal amplifier (so-called as it operates in any of the modes A, AB and B, as required) 19. and a Load-Invariant amplifier that minimises the THD increase with sub-8 Ohm loads.20 Above: Fig 33 shows the circuit of a Blameless Class-B amplifier. CLICK ON PICTURE FOR HIGHER-RES VIEW. Note that Fig 33 is only slightly more complex than the standard amplifier in Fig 1. The input pair now has a current-mirror to ensure input balance, and has undergone constant-gm degeneration, running at about 3.5 times the tail current of Fig 1. The VAS is linearised by addition of beta-enhancer TR12, and the remaining topological distortions were eliminated by careful layout. Performance is shown in Fig 18. I am aware that the distortion figures given here are unusually low for power amplifiers, but I would emphasise they are not freak results nor dependant on component selection. The only aspect of the linearity directly affected by device characteristics is distortion below 8 Ohms, as described in 5.3.1. So far more than twenty thousand 260W8-Ohm amplifiers based on the Blameless methodology have been built, with completely repeatable performance. 7. CONCLUSIONS. In this paper I have attempted a concise but complete account of power amplifier distortion. The linearity obtainable with relatively conventional circuitry is far better than one would suspect. It also shows that if power amplifier distortion is to be eradicated entirely, future work must be focused on the output stage distortions. DIAGRAM CAPTIONS. Fig 1: Fig 1a is the genericLin power amplifier circuit, with typical component values. 1b shows the small-signal Class-A output stage that replaces TR6-9 to make a model amplifier. Fig 2: The measured open-loop gain for Fig 1. Closed-loop gain is 27 dB, so feedback factor is easily calculated. 535b Fig 3: Generic amplifier THD plot, for 8 and 4 Ohm loading. Measurement bandwidth always 80 kHz, unless stated otherwise. Fig 4: Input stage transconductance against input voltage, for varying emitter degeneration resistances. Gain is lower but more constant for higher values. Fig 5: Input pair distortion from model amplifier. HF distortion is reduced as pair approaches balance, and is least when current - mirror enforces balance. 279b Fig 6: Test circuit for isolation of input distortion. Note the opamp works between 0V and -30V rails. Fig 7: Input distortion in isolation, showing that even a small Ic imbalance seriously increases distortion. Rise in curves below -10 dBu is due to noise floor. 223b Fig 8: Input stages, showing how value of R2 sets Ic balance. The third version with a degenerated current-mirror enforcing balance, gives the best results. Fig 9 The constant-gm degeneration technique. Both stages have the same transconductance, but the degenerated version is ten times more linear. Fig 10: VAS distortion in isolation, showing its reduction as the negative supply rail voltage is increased. Fig 11: VAS configurations. 11a, b show the two standard topologies. 11c, d are two methods for increasing local NFB through Cdom. 11e, f show VAS buffering. Fig 12: THD plot for a model amplifier at 15 Vrms. The middle trace shows an amplifier based on the small-signal section of Fig 33 the upper shows the extra VAS distortion without beta - enhancer TR12. The bottom trace is the distortion of the Audio Precision test system note the step at 20 kHz. 578b Fig 13: Standard Emitter-Follower, CFP, FET source-follower output stages. Fig 14: 14a: THD residual for underbiased Class-B, with spikes. 14b: Optimal-bias Class-B, showing discontinuity at crossover that cannot be removed. 14c: Class AB. Note the edges introduced by gm-doubling. Fig 15: Incremental gain diagram for Emitter-Follower output stages, loading from 16 to 2 Ohms Fig 16: Incremental gain diagram for CFP output stage, loading from 16 to 2 Ohms Fig 17: Incremental gain diagram for FET source-follower output stage, loading 16 to 2 Ohms. Fig 18 THD plot for a Blameless Class-B amplifier, 40W into 8 Ohms. Invar 1a. Fig 19 Large Signal Nonlinearity reduction by using sustained-beta output devices, doubled. 20W into 8 Ohms. Invar 23a. Fig 20 Crossover distortion with output stage underbiased by varying amounts. Lowest curve is for optimal biasing, and is essentially noise. 550 Fig 21 Crossover distortion at increasing frequencies for EF output stage. Note low-distortion area below -15 dB. (ref 25W8 Ohm) 551b Fig 22 Crossover distortion at increasing frequencies for CFP output stage. Low-distortion area is absent. 552b Fig 23 Crossover distortion under light loading. 68 Ohms is sufficient to produce measurable crossover. 541a Fig 24 The VAS collector impedance falls as frequency increases, due to local NFB through Cdom. Fig 25 VAS loading (Distortion 4) is present below 2 kHz if no measures to deal with it are taken. Fig 26 The varying input impedance of an EF output stage. Fig 27: Severe effect of misconnected rail decoupling: Distortion 5. Fig 28: Induction of half-wave currents: Distortion 6. Fig 29: Principle of NFB takeoff-point error: Distortion 7. Fig 30: The effect of NFB Takeoff-Point distortion. Fig 31: Electrolytic capacitor non-linearity for small sizes, eg in NFB arm: Distortion 8. Fig 32: Distortion from large electrolytic used as amplifier output capacitor: Distortion 8. 564a Fig 33: Circuit of Blameless power amplifier. Circuit changes from Fig 1 are minor. REFERENCES. 1 Lin, H C Transistor Audio Amplifier Electronics, Sept 1956, p173 2 Feucht Handbook of Analog Circuit Design Academic Press 1990, p256. (Pole-splitting) 3 Stocchino, G Letters, Electronics World, July 1995, p597. 4 Gray Meyer Analysis Design of Analog Integrated Circuits. Wiley 1984, p194. (tanh law of simple pair) 5 Gray Meyer Ibid, p256. (tanh law of current-mirror pair) 6 Gray Meyer Ibid, p251 (VAS law is portion of exponential) 7 Self, D Audio Power Amplifier Design Handbook. Newnes 1996, p231. ISBN 0-7506-2788-3 (poor FET linearity) 8 Self, D FETs vs BJTs - the linearity competition. Electronics Wireless World, May 1995 p387. (poor FET linearity) 9 Self, D Distortion In Power Amplifiers, Part 8. 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Full Package Pro all add-on modules, FREE upgrade for the same license level for life License Options: 1) Softkey activated license (locks to the registered computer) 2)VT hardware activated license (locks to the purchased VT hardware) Optionally, a USB hardkey (locks to the hardkey) can be purchased per softkey or VT hardware activated license 1. Introduction Multi-Instrument is a powerful multi-function virtual instrument software. It is a professional tool for time, frequency and time-frequency domain analysis. It supports a variety of hardware ranging from sound cards which are available in almost all computers to proprietary ADC and DAC hardware such as NI DAQmx cards, VT DSOs, VT RTAs and so on. It consists of the following instruments and functions. Oscilloscope Digital Oscilloscope Transient Recorder Data Recorder Voltmeter Lissajous Plot Digital Filters Persistence Mode Equivalent Time Sampling Signal Generator Function Generator Arbitrary Generator Burst Generator White Noise Generator Pink Noise Generator MultiTone Generator MLS Generator Musical Scale Generator DTMF Generator Frequency Sweep Amplitude Sweep Fade InFade Out DDS amp Streaming Modes DC Offset supported Multimeter Voltmeter, SPL Meter, Frequency Counter, RPM Meter, Counter, Duty Cycle Meter, FV Meter Spectrum Analyzer Amplitude Spectrum Analyzer Power Spectrum Analyzer Real Time Analyzer Octave Analyzer Phase Spectrum Analyzer Correlation Analyzer Freq. Response Measurement Distortion Analyzer Noise Analyzer Harmonics Analyzer Dynamic Signal Analyzer Coherence Measurement Transfer Function Measurement Impulse Response Measurement Spectrum 3D Plot Waterfall Plot Spectrogram Vibrometer Displacement, Velocity, Acceleration Conversion Data Logger 88 Derived Data Point Logger 151 Derived Data Points 16 User Defined Data Points Device Test Plan User Defined Plan 8 X-Y Plots 1 Test Report LCR Meter Inductor Meter Capacitor Meter Resistor Meter Impedance Meter DDP Viewer Display Derived Data Points HH, H, L, LL Alarming Software Customization amp Development Most Flexible Configuration ActiveX Automation Supported vtDAQ amp vtDAO Open Interfaces System Requirement Windows XPVISTA78, 32 or 64 bit, screen resolution 1024600 or higher. ADCDAC Hardware supported 81624 bit Windows compatible sound card (MMEASIO driver) NI DAQmx compatible cards VT DSO F1H1H2H3 series VT DAQ 12 series, VT DAO 1 series . Language supported English, French, German, Italian, Spanish, Portuguese, Russian Simplified Chinese, Traditional, Chinese, Japanese, Korean.
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